陈锡聪，林福民，周冬跃，李红涛，王媛媛
(广东工业大学 物理与光电工程学院，广州 510006)
阵列天线具有方向性强和总增益高的优点，因而广泛应用于无线通信领域。进入5G时代，天线的工作频段越来越高，电磁波在发收和传输的过程中存在更大的损耗。阵列天线由于高方向性和高增益性能，成为5G移动通信的重要解决方案之一。但是阵列天线的波束宽度窄，波束覆盖范围小。为此，引入了相控阵天线。相控阵天线由多个相同的天线单元组成，这些天线单元按照一定的位置分布，通过设置特定的馈电相位，可控制方向图波束扫描，实现方向图波束大范围覆盖。但是由于现代相控阵天线单元和馈电端口数量多，目前阵列天线与馈电网络都是分离的，导致馈电网络需要使用几十条甚至上百条电缆将多路功分器、移相器和天线单元连接。如此庞大和复杂的馈电网络限制了相控阵天线的应用，特别是小型基站的应用。
一个完整相控阵天线的研究主要分为天线层次和馈电网络两部分。馈电网络传输线部分，可以通过微带线串联和并联两种方法实现与天线集成一体化设计[1-6]。使用微带线串联馈电的方式有走线布局简单的优点，但是端口之间隔离度差，同时端口之间的相位和幅度差异较大。并联微带线馈电，即多路功率分配器，通过功分器为天线单元馈电，输出端口之间隔离度较好，馈电相位和幅度差异较小。
相控阵天线需要解决馈电网络的相位变化问题，因此馈电网络部分变得更复杂。有一些相控阵天线省略馈电网络部分的设计，在测试和应用时，使用现成的多路功分器和移相器进行馈电[7-12]。这无疑增加了相控阵天线的体积和成本，在较大规模相控阵天线中，将出现几十条甚至上百条连接电缆。显然，由此设计的相控阵天线体积大，天线与馈电网络分离，不利用小型化。
近年来，也有学者致力于小型化和集成一体化相控阵的研究和设计[13-17]。文献[13]的设计无需移相器，利用不同的工作频率，实现波束扫描，但是每次波束扫描都需要改变工作频率，并且扫描角度小。文献[14]设计了一款集成可调相位相控阵天线，但是相位移动效果差，波束仅仅扫描1°。文献[15]通过集成波导移相器，在5～6 GHz实现了集成一体化1×4相控阵天线，但是由于使用波导功分器，仅仅4单元相控阵整体体积就非常大。文献[16]设计了一款低剖面集成相控阵天线，天线与馈电网络叠层设计，但是剖面也有81.5 mm。文献[17]设计的馈电网络，将型号为JSPHS-2484+的模拟移相器集成到馈电网络中，但是仍然把馈电网络与天线分离，相控阵天线只有6单元但是整体体积很大。
为解决上述问题，本文设计了一款工作于4.9 GHz频段的集移相器、多路微带线功分器和阵列天线于一体的小型化集成64单元相控阵天线。该相控阵天线按照8×8二维矩形阵排列分布，并采用45°线极化方式。本设计仅仅通过一个端口馈电，测试和使用过程中仅需一条馈电电缆，通过改变移相器芯片的输入电压即可实现水平和垂直二维扫描。该集成相控阵天线总厚度只有2.25 mm，具有低剖面小型化和集成一体化的显著优点。实测结果显示，该相控阵天线有着较好的主极化和交叉极化隔离度，实测交叉极化隔离度≥30 dB，实测最大增益达15.3 dB，在4.9 GHz频段主波束可在水平和垂直平面实现-58°～62°扫描。
1.1 天线单元设计
阵列天线的性能与天线单元关系密切。天线单元选取的天线类型为微带贴片天线，微带天线具有结构简单、低剖面和低成本的优点。为实现64单元相控阵天线，天线单元采用高厚度的单层介质片双面覆铜的结构。天线单元需要有尽量大的增益，这样相控阵天线的整体增益也会更大。为了便于通过一个端口给相控阵天线所有单元馈电，天线单元采用馈电探针单馈电的方法实现线性极化。同时，为了便于双极化应用，要求增益方向图主极化和交叉极化隔离度大于20 dB。
在上述基础和要求下，设计了如图1所示的天线单元。图1(a)是天线单元的顶层覆铜图案，作为辐射层。其中天线覆铜图案的主要变量参数如表1所示。图1(b)是沿着辐射层边长a切开的剖面图，结构1正是顶层覆铜天线，结构2是介质层，结构3为覆铜金属地板,结构4是馈电探针，结构1和3分别紧贴介质层上下面。介质片采用相对介电常数为2.2，损耗正切角0.001，厚度h为1.93 mm的F4bm板材，整体尺寸为33 mm×33 mm。该板材的选取能实现大尺寸板材加工，同时使64单元组成阵列天线时具有一定的厚度，不易变形甚至断裂。辐射天线由穿过介质片的单一馈电探针馈电，馈电探针距离天线中心距离K=2.35 mm。天线单元采用一个馈电点，利于在相控阵中把各个天线单元汇合于一个输入端口。
(a)天线单元顶层覆铜图案
(b)天线单元剖面图图1 天线单元图
表1 天线顶层覆铜图案的主要变量参数
通过电磁仿真软件CST仿真，天线单元S11、增益和辐射方向图结果如图2所示。图2(a)所示为回波损耗S11与真实增益随频率变化曲线图，天线在4.9 GHz的S11达到-19.9 dB，4.85～4.93 GHz频段范围内S11小于-10 dB，带宽为80 MHz。在带宽80 MHz频段内，天线真实增益均大于6.27 dB，在4.9 GHz达到最大值7 dB。图2(b)所示为天线4.9 GHz主极化与交叉极化方向图，由图可知在XOZ平面和YOZ平面±60°范围内，天线主极化和交叉极化隔离度分为大于22 dB和40 dB。这表明该天线主极化和交叉极化隔离度很好，适用于双极化天线设计。
(a)回波损耗S11与增益随频率变化曲线图
(b)4.9 GHz主极化与交叉极化方向图图2 天线单元S11、增益和辐射方向图
1.2 馈电网络设计
为了从一个输入端口给64单元的阵列天线馈电，并集移相器于一体，本文设计的馈电网络采用9个1分8微带线功分器。一个输入端口通过1分8功分器输出为能量均等分配的8路端口，这8个端口分别接入电压控制型移相器芯片的输入端，每个芯片的输出端再接入相同的1分8功分器。
移相器芯片能工作于3～6 GHz，符合4.9 GHz工作频段要求，插入损耗约为-4 dB。为了验证移相器在馈电网络环境下工作性能，加工板材选取与功分器板材一致，均为相对介电常数为2.55的F4b。移相器芯片的尺寸仅5 mm×5 mm，相比传统相控阵器件，具有体积小、易集成和低成本的优点。该移相器芯片与微带线功分器集成以后，仅需调节芯片的供电电压就可以实现移相器所在支路的相位，集成芯片相位移动范围超过360°，能满足波束宽角域连续扫描要求。图3所示为实物移相器输出相位随电压变化实测曲线图，可见在4.9 GHz频段周围，相位移动效果较好。集成移相器与多路功分器后，最终表现为端口1的能量均等分配到64个端口，每个移相器控制同一列的8个天线单元相位。在电压改变的情况下，移相器相位随之变化，实现增益方向图波束扫描。
图3 移相器输出相位随电压变化实测曲线图
馈电网络部分采用相对介电常数2.55，损耗正切角0.001，厚度H为0.18 mm的F4b板材。根据介质片与微带线宽度的关系，在该介质片厚度下，微带线50 Ω特性阻抗的宽度较小，有利于降低电磁波在微带线中的损耗。同时，该板材种类有较低的损耗正切角，也能减少1分8功分器的插入损耗。此外，小宽度微带线有利于减小布线占据面积，也能减少馈电网络中微带线之间的耦合度。功分器设计通过在介质片的上面覆铜，形成一分八微带线线路，再在介质片下面覆铜作为金属地板。
图4所示是功分器实物加工与实测结果图。图4(a)是4.9 GHz一分八功分器实物加工图，输出端口之间的间距为33 mm，整体尺寸为260 mm×27.18 mm×0.18 mm。图4(b)为1分8功分器的输入端口回波损耗S11和其中两个输出端口的插入损耗S21与S41的仿真与实测结果图，另外6个输出端口的插入损耗与端口2和端口4是一致对称的。
(a)4.9 GHz一分八功分器实物加工图
(b) 回波损耗和输出端口插入损耗图图4 功分器实物加工与实测结果图
由图4(b)可以看到，仿真与实测结果一致，在4.64～5.3 GHz频段范围实测S11≤-10.1 dB，而在4.9 GHz的S11达到-15.7 dB，输出端口插入损耗约-9.8 dB。实测结果说明该1分8功分器能为工作于4.9 GHz的天线单元馈电，具有反射小和低损耗的优点。
1.3 阵列天线设计理论
阵列天线需要合理设计天线单元的分布位置，以避免增益方向图出现旁瓣。在二维矩形阵中，天线单元可以比拟为点源，点源之间间距为d，点源的馈电相位差为φ,方向图波束指向与两点源所在直线的夹角为θ，K为电磁波传播常数。阵列方向图波束扫描公式如式(1)所示，当ψ=0时，代表两点源方向图同相叠加，有最大增益。
ψ=Kdcosθ+φ。
(1)
再根据方向图乘积原理，可得到阵列天线最终的方向图。在相控阵天线设计中，为避免旁瓣方向图出现，要求天线单元之间间距满足如式(2)所示的关系。
(2)
式中：λ为电磁波工作波长；
θmax代表增益方向图波束扫描角度最大值。式(2)中间距d是一个上限值，而下限值不能太小。当相控阵中所有辐射单元都互相耦合时，最终将产生巨大明显反射和恶化相控阵天线的方向图，使之无法正常工作。因此相控阵天线单元间距d过小，将会导致阵列单元之间强耦合而无法正常工作。
本文设计的相控阵要求方向图波束扫描最大值为62°，为避免方向图出现明显旁瓣，同时也为了避免天线单元间距过小而导致较强的耦合，采用d=33 mm作为相控阵天线的单元间距，并采用8×8矩形平面阵列分布形式。在该间距下，天线单元之间有20 dB隔离度，避免了强耦合而恶化相控阵天线性能，同时也能实现-58～62°宽角域方向图波束扫描。
在上述设计基础上，将阵列天线与馈电网络两部分采用PCB压合的方式集成于一体。图5所示为相控阵天线的辐射天线层(顶层)和剖面图。图5(a)是辐射天线层(顶层)，天线单元之间间距d=33 mm，尺寸为A×B=286 mm×310 mm。图5(b)为相控阵天线剖面图，阵列天线和馈电网络两部分都有金属地板，因此两者可以共用同一片金属地板(标记1)，顶端为阵列天线辐射单元(标记2)，底端为馈电微带线功分器和移相器(标记3)，标记4和5分别是天线介质层和馈电网络介质层。通过这样的方式，阵列天线与馈电网络两部分在双层PCB就可以实现，具有便于携带、低剖面和结构简单的优点。阵列天线采用45°线性极化形式，每个单元按二维矩形平面阵排列，组成8×8相控阵天线。包括覆铜厚度在内，天线整体厚度为2.25 mm。相控阵天线整体最终仅仅有一个输入端口，使馈电网络简易化，解决了为64个天线单元馈电的难题，避免了馈电网络与天线分离所需要的超多数量的电缆连接线，也极大减小了相控阵天线的体积，使测试和应用更加简单方便。
(a)辐射天线层(顶层)
(b)相控阵天线剖面图图5 相控阵天线的辐射天线层(顶层)和剖面图
根据相控阵波束扫描理论，在波束扫描角度越大，最大增益越小,3 dB波瓣宽度变大。同时，在大角度扫描时，由于接近θ极限值，增益方向图也会出现稍大的副瓣，导致副瓣电平高。相控阵的增益方向图XOZ平面波束扫描仿真图如图6所示，在4.9 GHz工作频段，相控阵波束在0°扫描角有最大的增益，达到22.5 dB。在大角度波束扫描下，波束最大增益下降不大，当波束扫描至62°时，副瓣电平约为-3.2 dB；
在扫描至-58°时，副瓣电平小于-2.1 dB。在3 dB波束宽度下，增益方向图波束甚至可以覆盖141°范围。本文设计的相控阵天线可以扫描-58°～62°内任意角度，不存在扫描盲区。表2列举了增益方向图部分扫描角度的详细情况，包括扫描角度、最大增益、副瓣电平和3 dB波束宽度。
图6 增益方向图XOZ平面波束扫描仿真图
表2 增益方向图部分扫描角度的详细情况
实物加工的唯一输入端口采用2.92 mm连接器，图7所示为相控阵天线实物加工和实测环境图。图7(a)和(b)分别是相控阵天线实物天线层(顶层)和馈电网络层(底层)，图7(c)是相控阵天线实物测试环境，在64近场微波暗室中对相控阵天线进行单端口馈电。仿真与实物测试S11如图8所示，可见实测S11在4.63～4.85 GHz范围均小于-10 dB，带宽为220 MHz。由于加工误差，实测最佳谐振点由4.9 GHz偏移至4.8 GHz，实测最佳频点S11≤-32 dB。相控阵天线在实测最佳谐振频点4.8 GHz和4.9 GHz的实测主极化与交叉极化增益方向图如图9所示，可见该阵列天线增益方向图的主极化和交叉极化在最佳谐振点的隔离度约为30 dB，在4.9 GHz的隔离度约为25 dB。这有利于进一步研制双极化同时工作的相控阵天线，更高效地进行实际应用。在调节移相器芯片的电压时，可以实现方向图波束扫描，如图10所示为实测最佳谐振点和4.9 GHz的相控阵波束部分扫描角度实测结果图。在实测最佳谐振频点，当俯仰角扫描至26°时，有最大增益15.3 dB。实测扫描图扫描至55°时，最大增益为11.3 dB，副瓣电平为-6 dB。此时，副瓣电平较大，说明进一步调节相位，可实现更大的波束扫描范围。由于波束宽度大，俯仰角为62°时，增益约为10 dB，因此增益方向图可以覆盖至62°。在3 dB波束宽度覆盖下，扫描角度可以达到更大范围。相控阵天线实物在4.9 GHz的波束扫描性能比实测最佳谐振频点下降一些，在波束扫描至25°时有最大增益14 dB，波束扫描至52°时增益为9 dB。事实上，实测最佳谐振频点的性能就是本文设计的4.9 GHz频段，只是由于加工误差导致谐振点偏移。
图7 相控阵天线实物加工和实测环境图
图8 仿真与实物测试S11图
(a)实测最佳频点
(b)实测4.9 GHz频点图9 实测主极化与交叉极化增益方向图
(a)实测最佳频点
(b)实测4.9 GHz频点图10 相控阵波束部分扫描角度实测结果
相控阵天线的仿真与实测S11曲线显示，最佳谐振点从4.9 GHz偏移至4.8 GHz，输入端口的回波损耗也变好了。对于实测最佳谐振点偏移，主要原因是相控阵天线尺寸加工误差导致的，包括天线单元和微带线功分器，天线单元尺寸偏大，会导致谐振点偏小；
同时，本设计为一体化相控阵天线，微带线功分器的工作频点也要求准确，否则与天线单元的谐振点也不一致，也会导致频偏。次要原因是仿真过程采用理想移相器，通过设置馈电相位达到移相效果，而实物采用真实移相器芯片，因此相控阵天线的实测S11与仿真S11的最佳谐振点存在偏差。此外，由于压层和焊接芯片的温度偏高，64单元规模的相控阵天线实物会存在微小幅度的弯曲，该误差也会导致谐振点偏移情况。而对于S11的实测回波损耗比仿真效果好，主要是由于移相器的插入损耗大，导致经过移相器的反射信号减弱，反射减少。因此，相控阵天线的实测效果与仿真效果基本一致。
在增益方向图中，实测增益低于仿真增益约6 dB。造成增益下降的主要原因是移相器芯片在工作时，会导致约-4 dB插入损耗，而移相器在非工作状态，插入损耗将更大，达到-5 dB。这就是为什么扫描0°的方向图增益比波束扫描26°的增益更低的原因，同时这也说明在0～26°之间还有更大的实测增益。除了移相器芯片的插入损耗影响，1分8微带线功分器的真实插入损耗也更大，从而导致测试增益下降。另外，移相器芯片的移动相位随电压的变化不是线性关系，在阵列天线中，还没有调整到最准确的相位。因此，实物增益方较仿真图有所下降。但该相控阵天线与设计的效果一致，从一个端口即可为64单元的相控阵馈电，可以实现小型化和集成一体化优点，同时还保持高增益、方向图波束大角度连续扫描和较好的交叉极化性能。
本文设计了一种4.9 GHz集成相控阵天线，在辐射天线与包括微带线功分器和移相器在内的馈电网络集成一体化下，整体厚度仅2.25 mm。传统相控阵天线馈电网络与阵列天线分离，不但体积大而且馈电网络复杂，而本文将馈电网络与阵列天线合并在一起，两者之间无连接电缆，具有小型化和集成化特点，解决了相控阵天线馈电网络复杂、移相难的问题。该相控阵天线可以应用于双极化、高增益、方向图波束宽角域连续扫描的5G通信领域小型基站。但该相控阵天线还存在实测增益比仿真增益下降的问题，下一步可以继续优化馈电网络，实现双极化同时工作并减少能量损耗，如使用插入损耗更小的移相器。
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